D類放大：爭取更高的體積與用電效益
A、B類放大電路是真正的模擬放大電路，只是其效率相對較低，分別為50%和78.5%。特別在作為功放時，效率的高低直接影響到電源和功放級的散熱器體積。而D類放大電路為了提高效率，採用了調製開關和選頻濾波技術，使放大電路的效率提高到90%以上，因而從晶體管工作區域來看實際是開關狀態的。D類放大電路有電壓開關型和電流開關型兩種，要講清楚D類放大電路工作原理，並非三言兩語所能為之，詳細請參閱相關書籍。這裡簡單說一下D類功放設計步驟：1。考慮工作頻率；2。確定輸出功率；3。工作可靠性設計，主要考慮附加保護電路設計；4。供電方式和調製問題。一、A類(甲類)放大器，是指電流連續地流過所有輸出器件的一種放大器。 這种放大器，由於避免了器件開關所產生的非線性，只要偏置和動態範圍控制得當，僅從失真的角度來看，可認為它是一種良好的線性放大器。 A類，它本質上是一個單獨的射極跟隨器，並帶有一個有源發射極負載，以達到合適的電流泄放。這一類作為輸出級時，需要在開始設計之前就把所要驅動的阻抗是多低搞清楚。二、B類(乙類)放大器，是指器件導通時間為50％的一種工作類別。這類放大器可以說是最為流行的一種放大器，也許目前所生產的放大器有99％ 是屬於這一類。 三、D類(丁類)放大器，這類放大器，其特點是斷續地轉換器件的開通，其頻率超過音頻，可控制信號的佔空比以使它的平均值能代表音頻信號的瞬時電平，這種情況被稱為脈寬調製(PWM)，其效率在理論上來說是很高的。但是，實際困難還是非常大的，因為200kHz的高功率方波是不是好的出發點尚不清楚；從失真的角度來看，為保證採樣頻率的有效性，必須將一個陡峭截止頻率的低通濾波器插入放大器與揚聲 器之間，以消除絕大部分的射頻成分，這至少需要4個電感(考慮立體聲)， 成本自然不會低。此外，表現在頻響方面，它只能對某一特定負載阻抗保證平坦的頻率響應。為何今日會盛行D類放大器呢？在如此問之前其實應當問過去至今為何AB類會盛行？7 K* E8 O. h, H$ v3 `* [5 g6 Y3 w4 X# {* T. O 在此我們不再詳述電路的細節運作原理，單就結果特性來說明，A類放大具有最佳的信號傳真性（電壓波形幾乎無失真），但卻相當耗用電能，一般來說電能利用率只有20％～30％，舉例而言，倘若供應100W電力給A類放大機（擴大機），最後真正輸出到喇叭發聲功率的只有25W，其餘的75W統統是放大系統運作過程中的耗用，而且此一高耗能也會產生高廢熱，需要在放大晶體管上配裝厚高的散熱片來幫助散熱。雖然A類電能利用率差，但信號完整是其可取之處，所以依然用在高檔專業音響中，發燒友為了享受無失真的完美音質，不會太在乎多耗3倍的電能。1 M/ j: ^% F) L3 t& q7 X! V: P2 w5 N3 I: W- d! N& t4 [ 至於B類放大，其電能利用率較高，理想上可至75％，但卻有交越失真的問題，上下波形中有一者會遭部分截斷，而無法全波完整放大，如此若用在音響系統就會有明顯的聲音粗糙變質。至於C類放大比B類更糟，上下兩波形都失真，因此更無法用於傳真性的放大應用中，多半隻用在無線通信的RF射頻系統上。6 _8 V, ]/ A0 Y$ B『 A: x8 Q" W: q0 p( @, S+ b 既然A類波形佳、用電高，而B類卻是用電佳、波形稍差（介於A類與C類間），因此人們有了截補的想法，同時用上2個B類放大電路，將兩者所剩的完整半波予以合併，以此達到與A類相同的全波效果，此即是所謂的AB類放大（運作電路來自2個B類，呈現效果卻近A類），且用電上依然低於A類，若要同樣實現一個輸出放大達25W的系統，A類整體需要100W，AB類約只要66W，如此連散熱片的體積也可以因此精簡。今日絕大多數的消費性音響及視聽設備都是用AB類。) e6 J, B! i/ q( FN" Q( x* BD類放大：爭取更高的體積與用電效益, UQ! T6 g: a9 d5 W( M, `# I: N『 b. M) x8 l5 J 很明顯的，AB類是兼顧用電（也包含散熱、體積）要求及音質要求的妥協性設計，而本文所要談論的D類也是如此，只是這次更加偏重在電路體積與電能利用率。9 E4 S8 H- x$ r: B# C- R% d8 f9 5 i) v! r( M 在此我們要稍微詳細地說明D類放大的原理，與ABC三類不同的，D類不是利用功率晶體管的線性工作區間特性來放大，不是用模擬原理來放大，而是用上電壓比較、脈寬調變等技術來放大，也因此有人/ `3 n& O3 v: N3 I稱D類放大為數字式功率放大或數字功放。9 ~2 b) i3 N$ `, i2 @2 h_& o@% E/ J! _6 c! r2 g) ~ 首先，D類放大會將原始的模擬信號波形，與比它更高頻率的三角波（或鋸齒波）進行電壓比較（透過電壓比較器），如此便可將以振幅高低性表示的信號調變成以脈波寬窄性表示的信號，此即是脈寬調變（Pulse Width Modulation；PWM），之後將PWM信號輸出到MOSFET場效晶體管上的閘極，以控制晶體管的導通、關閉，同時也在這個階段進行信號功率放大，最後MOSFET的輸出端連接LC（電感、電容）低通濾波電路，將PWM的載波濾除，使原始信號波形重新呈現。+ D# Y1 y$ Jl7 L$ S3 @/ x* f9 / U( a 瞭解原理後，再進一步去了解D類方式所呈現的優缺點，缺點是以調變程序所形成的放大必然與原始信號有些出入，但在一般消費性的音樂播放上依然可被接受，相對的D類放大提供了更多的益處，主要是極高的電能利用率，純理論上是100％運用，實務上也經常在80％、90％的層級，比AB類更佳，也因此可再降低散熱片的倚賴性，甚至在低功率時可完全將散熱片捨棄。此外連同其相關組件所需佔用的電路面積、體積，以及電路簡易性等，亦都是D類較優異。& A; ^* a( o2 c4 N( i3 }3 f2 b! _. J 更簡單說，D類與AB類一樣是妥協性的設計，在仍不錯的音質下進行大幅的用電、體積精省，這正是今日掌上型、行動式、手持式裝置所最鐘意的特質，現在絕大多數的手機、數字隨身聽、口袋電視、PDA、PMP等，其音效部分都實行D類放大器。% ?* E& I$ G8 W6 Q7 q6 W3 B) N. S2 V) O至此各位可能會說：我沒有設計手持裝置，不需要講究用電及電路體積，所以依然可用AB類放大器。但其實非行動運用也逐漸有實行D類放大器的趨勢，過去傳統模擬映像管電視有很大的體積，其機內仍有寬裕空間可設計音效電路，散熱及用電也與映像管系統一併考慮，然而如今數字平面液晶電視、平面喇叭盛行，力求短小輕薄與低用電，這時就難以堅持續用AB類放大器，一樣需要考慮用D類放大器。3 n( P4 b+ c$ x『 ]- ~+ ?7 O) H1 c『 T0 U 同樣的，車內音響及車用娛樂系統也是如此，車用電瓶的電力雖多於掌上型裝置的電池，但畢竟少於家用供電插座，加上車體與內裝空間的限制，一樣有用電與體積的精省壓力，這時也會考慮用D類放大器。7 Y5 |+ S. i* o( I# J: k; W9 x 事實上市場也是如此發展，最迫切需要D類放大器的是手持裝置，因此初期的D類放大器皆屬低功率，即1W～3W的數瓦層級，之後開始有中功率（10W～30W的數十瓦層級）的出現，而今更是達100W～200W的高功率，D類放大器正日漸普遍，不再只是行動設計需要，日益講究省電、短小輕薄的消費性產品都有需求。
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電子的D類放大器的發展趨勢相關 數字放大器改善了音頻質量和系統性能。 D類放大器在過去的幾代產品中已經得到了巨大的發展，系統設計者極大地改善了系統的耐用性並提高了其音頻質量。實際上，對大多應用而言，使用這些放大器所帶來的好處已經遠遠超過了它們的不足。 在傳統D類放大器中，用控制器將模擬或數字音頻信號在被集成到功率後端設備中的功率MOSFET管放大之前轉換成PWM信號。這些放大器效率很高，使用很小的散熱器或根本不需要散熱器，且降低了對電源輸出功率的要求。然而，與傳統的A/B類放大器相比，它們本身也存在固有的成本、性能和EMI方面的問題，解決這些問題就是D類放大器的發展新趨勢。 降低EMI 自從D類放大器誕生以來，由於其自身的軌對軌（rail-to-rail）供電開關特性而引起的大量輻射EMI就一直困擾著系統設計者，這將使設備無法通過FCC和CISPR認證。 在D類調製器中，通過將音頻信號與高頻固定頻率信號比較，並將結果在固定頻率的載波上調製，數字音頻信號被轉換成了PWM信號。形成的信號是可變脈寬的固定載波頻率（通常在幾百kHz），然後由高壓功率MOSFET對這些PWM信號進行放大，放大後的PWM信號再通過低通濾波器去掉載頻，恢復出原始基帶音頻信號。 雖然這種拓撲結構很有效，但它也導致一些不希望的後果，如大量的輻射EMI。由於調製器採用固定頻率載波，因此將產生基載波的多次諧波輻射。而且，由於PWM信號自身的開關特性，過沖/下沖和振鈴將產生固定比率的高頻（10～100MHz的範圍）輻射EMI。為了壓制輻射EMI，最新一代PWM調製器發展的趨勢是採用擴展頻譜調製技術。 擴展頻譜調製技術用於在更大的帶寬內擴展開關PWM信號的頻譜能量，而不改變原始音頻的內容。一個改進傳統調製器高輻射EMI的有效方法是改變PWM開關信號的兩個邊沿，如圖1所示。信號以載波頻率為中心，但任何一個邊沿都不是按週期重複的。這不僅維持了固定載波頻率，而且由於邊沿不是以固定比率跳變的，載波頻率上的輻射能量就得到了極大的降低。 改善音頻質量 和性能優良的A/B類放大器相比，D類放大器的音頻性能是很差的，不僅失真大，而且動態範圍窄。所以，當前D類放大器的設計者就必須改進其性能。通過集成高性能採樣率轉換器（SRC）和Δ-Σ處理技術，新一代解決方案使失真（THD+N）得到了更大的改善，而且動態範圍也超過了100dB。 目前，D類放大器的一個雜訊源是音頻採樣時鐘的抖動。而時鐘通常是由SOC（MPEG解碼器和DSP等）產生的，即使很小的抖動也能迅速地影響到常規D類放大器的性能，因為音頻時鐘是與調製器的輸出時鐘關聯的。 解決這個問題的一個方法是採用SRC技術。因為SRC使用本地穩定的時鐘源來同步數字音頻的時鐘，例如石英晶體振蕩器，所以調製器的輸出抖動實際上與其他音頻時鐘是獨立的、不相關的。SRC的另一個優點是無論輸入音頻的採樣率如何波動，其輸出開關比率都是固定的，這一點與基於PLL的調製器不同。當音頻輸入源改變或輸入時鐘缺失時，SRC也通過消除可聽見的雜訊改善了系統的耐用性。 與目前的高端DAC所採用的技術類似，通過集成高階Δ-Σ處理技術，D類放大器的音頻質量也得到了改善。基於Δ-Σ技術的調製器採用可以降低調製誤差的內部反饋。通過減小採樣誤差，調製器可以改善輸出失真，從而獲得更好的音質。 降低系統成本 為了追求D類放大器更低的成本，設計者在功率放大級採用半橋放大拓撲結構，以達到降低複雜性和減少物料成本的目的。因為半橋結構輸出通常是全橋的一半，功率MOSFET和外部濾波器件的數量也就減少一半。這也增加了後端設備單位功率通道數的數量。然而，半橋放大器在輸出端也需要一個隔直電容，而且對供電幹線上的雜訊也是極其敏感的。 在啟動時，隔直流電容必須被充電到偏置點（高壓供電幹線電壓的一半）。如果輸出信號沒有從地電位上升到偏置點，就會在揚聲器中產生很大的「噗」聲（開機衝擊聲）。新型的D類放大器採用預充電電容使啟動時揚聲器保持無聲。 使揚聲器在隔直電容充電時保持無衝擊聲的方法之一是使用數字電壓提升技術，也就是使PWM佔空比從非開關狀態緩慢增加到50％。這將不會在揚聲器中產生較大的「噗」聲，但由於MOSFET開關時產生大量的瞬態電流，揚聲器也不是沒有聲音的。 使揚聲器在隔直電容充電時保持無衝擊聲的另一種方法是模擬電壓提升技術。在這種類型的電壓提升過程中，一個電流源將電容充電到偏置點。一旦電容兩端的電壓達到偏置點，電流源就會關閉。 電源反饋 由於半橋是單端拓撲結構，就不存在差分全橋拓撲結構中的共模抑制。在一個全橋放大器中，由於放大器的差分輸出是從同一個電壓源供電的，公共電壓源上的雜訊將在輸出端抵消。在半橋拓撲結構中，放大器供電電源上的任何交流紋波雜訊都將直接耦合到輸出端。由於半橋拓撲結構對電源供電雜訊的敏感，常常需要提供供電抑制反饋（PSR）電路來進行降噪。 模擬D類放大器有許多本身固有的PSR特性，而完全的數字D類放大器則沒有。在目前的數字PSR方案中，通常採用一個外部的ADC來監視放大器的供電電源。 反饋和雜訊抵消處理是在調製器的數字域中進行的。有些製造商僅將這種反饋方法用於補償那些降低系統性能的從供電幹線上耦合進PWM輸出端的交流雜訊的影響。另外一些製造商也將其用於補償由於負載變化而引起的直流供電電壓的改變（電壓降落），例如，低音單元（超重低音揚聲器）所需要的快速浪湧電流，或者供電線路的電壓波動。交流和直流器件中PSR反饋所帶來的優點已經擴展到了全橋放大器，並改善了目前多通道家庭影院放大器中通道間的隔離，在串擾和線路電壓改變到達輸出之前有效地抵消了它們。電子的運算放大器電路中固有雜訊的分析與測量(一)相關作者：德州儀器公司高級應用工程師 Art Kay 第一部分：引言與統計數據評論 我們可將雜訊定義為電子系統中任何不需要的信號。雜訊會導致音頻信號質量下降以及精確測量方面的錯誤。板級與系統級電子設計工程師希望能確定其設計方案在最差條件下的雜訊到底有多大，並找到降低雜訊的方法以及準確確認其設計方案可行性的測量技術。 雜訊包括固有雜訊及外部雜訊，這兩種基本類型的雜訊均會影響電子電路的性能。外部雜訊來自外部雜訊源，典型例子包括數字開關、60Hz 雜訊以及電源開關等。固有雜訊由電路元件本身生成，最常見的例子包括寬頻雜訊、熱雜訊以及閃爍雜訊等。本系列文章將介紹如何通過計算來預測電路的固有雜訊大小，如何採用 SPICE模擬技術，以及雜訊測量技術等。 熱雜訊 熱雜訊由導體中電子的不規則運動而產生。由於運動會隨溫度的升高而加劇，因此熱雜訊的幅度會隨溫度的上升而提高。我們可將熱雜訊視為組件（如電阻器）電壓的不規則變化。圖 1.1 顯示了標準示波器測得的一定時域中熱雜訊波形，我們從圖中還可看到，如果從統計學的角度來分析隨機信號的話，那麼它可表現為高斯分佈曲線。我們給出分佈曲線的側面圖，從中可以看出它與時域信號之間的關係。
圖 1.1: 在時間域中顯示白雜訊以及統計學分析結果 熱雜訊信號所包含的功率與溫度及帶寬直接成正比。請注意，我們可簡單應用功率方程式來表達電壓與電阻之間的關係 （見方程式1.1），根據該表達式，我們可以估算出電路均方根 (RMS) 雜訊的大小。此外，它還說明瞭在低雜訊電路中儘可能採用低電阻元件的重要性。
方程式 1.1：熱電壓 方程式 1.1 中有一點值得重視的是，根據該表達式我們還可計算出 RMS 雜訊電壓。在大多數情況下，工程師希望瞭解「最差條件下雜訊會有多嚴重？」換言之，他們非常關心峯峯值電壓的情況。如果我們要將 RMS 熱雜訊電壓轉化為峯峯值雜訊的話，那麼必須記住的一點是：雜訊會表現為高斯分佈曲線。這裡有一些單憑經驗的方法即根據統計學上的關係，我們可將 RMS 熱雜訊電壓轉化為峯峯值雜訊。不過，在介紹有關方法前，我想先談談一些數學方面的基本原理。本文的重點在於介紹統計學方面的基本理論，隨後幾篇文章將討論實際模擬電路的測量與分析事宜。 概率密度函數： 構成正態分佈函數的數學方程式稱作「概率密度函數」（見方程式 1.2）。根據一段時間內測得的雜訊電壓繪製出相應的柱狀圖，從該柱狀圖，我們可以大致看出函數所表達的形狀。圖 1.2 顯示了測得的雜訊柱狀圖，並給出了相應的概率密度函數。
方程式 1.2: 高斯曲線分佈曲線對應的概率密度函數
圖1.2: 根據相應的概率密度函數所繪製的分佈曲線 概率分佈函數： 概率分佈函數是概率密度函數的積分。根據該函數，我們可瞭解某事件在給定的時間段內發生的概率（見方程式 1.3 與圖 1.3）。舉例來說，我們可以假定圖 1.4 為雜訊概率分佈函數，該函數告訴我們，在任意時間點上，在 -1V 與 +1V 之間（即 (-1, 1) 區間內）檢測到雜訊電壓的概率為 30%。
方程式 1.3: 概率分佈函數
圖 1.3: 概率密度函數與概率分佈函數 概率分佈函數對我們將 RMS熱雜訊電壓轉化為峯峯值雜訊非常有用。請注意，高斯分佈曲線的尾部是無限延伸的，這就是說，任何雜訊電壓都是可能的。儘管理論上確實如此，但就實際情況而言，極大的瞬時雜訊電壓發生的可能性不大。舉例來說，我們檢測到雜訊電壓在 -3σ 與 +3σ 之間的概率為 99.7 %。換言之，雜訊電壓超出該範圍的概率僅有0.3 %。因此，我們通常將雜訊信號的峯值估算為±3σ（即 6σ）。請注意，也有些工程師將雜訊的峯值估算為 6.6σ。人們對到底如何估計這個數值沒有定論。圖 1.4 顯示，68% 的雜訊都會不超過 2σ。表 1.1 總結了測量雜訊電壓時標準偏差與概率之間的關係。
圖 1.4: 標準偏差與峯值雜訊間的關係
表 1.1: 標準偏差數與測量概率百分比 因此，在一定的標準偏差條件下，我們可以根據關係式來估算峯值對峯值雜訊。不過，總體來說，我們還是希望將 RMS 雜訊電壓轉化為峯峯值雜訊。人們常常假定 RMS 與標準偏差相同，不過事實並非總是如此。這兩個值只有在不存在 DC 元件（DC 元件為平均值 μ）的情況下才相同。就熱雜訊而言，由於沒有 DC 元件，因此標準偏差與 RMS 值相等。我們在附錄中舉出了「標準偏差與 RMS 相等」和「標準偏差與 RMS 不相等」兩個不同的示例。 文章開頭就給出了計算 RMS 熱雜訊電壓的方程式。還有一種計算 RMS 雜訊電壓的方法就是先測量大量離散點，然後採用統計學方法估算標準偏差。舉例來說，如果我們從模數 (A/D) 轉換器中獲得大量採樣，那麼我們就能運用方程式 1.4, 1.5 及 1.6 來計算雜訊信號的平均偏差、標準偏差以及 RMS 值。附錄中的示例 1.3 顯示了在 Basic程序中如何運用上述方程式。我們在附錄中還列出了一組更全面的統計方程供您參考。
方程式 1.4、1.5、1.6：離散數據的統計方程 本文最後要介紹的概念是雜訊信號的疊加。為了疊加兩個雜訊信號，我們必須先了解信號是否相關。來自兩個不同信號源的雜訊信號彼此不相關。舉例來說，來自兩個不同電阻器或兩個不同運算放大器的雜訊是彼此不相關的。不過，雜訊源通過反饋機制會產生關聯。什麼是相關雜訊源疊加呢？一個很好的實例就是帶雜訊消除功能的耳機，其可通過累加反向相關的雜訊來消除雜訊。方程式 1.7 顯示瞭如何疊加相關雜訊信號。請注意，就帶雜訊消除功能的耳機而言，相關係數 C 應等於 - 1。
方程式 1.7: 疊加隨機相關信號
方程式1.8: 疊加隨機不相關的信號 在大多數情況下，我們都要疊加不相關的雜訊源（見方程式 1.8）。在這種情況下疊加雜訊，我們要通過勾股定理得到兩個矢量雜訊的和。圖 1.5 顯示了疊加雜訊源的情況。我們通常可做近似地估計，如果一個雜訊源強度為另一個的三分之一，較小的雜訊源可忽略不計。
圖 1.5: 雜訊勾股定理 本文總結與後續文章介紹： 在關於雜訊的系列文章中，本文介紹了雜訊的概念，談論了雜訊分析所需的一些統計學基本原理。本系列文章中都將用到這些基礎知識。本系列文章的第二部分將介紹運算放大器的雜訊模型，並給出計算總輸出雜訊的一些方法。 致謝： 特別感謝以下人員提供的技術信息： 德州儀器 (TI) Burr-Brown產品部 Rod Burt，高級模擬 IC 設計經理 Bruce Trump，線性產品經理 Tim Green，應用工程設計經理 Neil Albaugh，高級應用工程師 參考書目： Robert V. Hogg 與 Elliot A Tanis 共同編著的《概率與統計推斷》，第三版，麥克米蘭出版公司 (Macmillan Publishing Co) 出版； C. D. Motchenbacher 與 J. A. Connelly 共同編著的《低雜訊電子系統設計》，A Wiley-Interscience Publication 出版。 關於作者： Arthur Kay 現任 TI 的高級應用工程師。他專門負責感測器信號調節器件的支持工作。他於 1993 年畢業於喬治亞理工學院 (Georgia Institute of Technology) 並獲得電子工程碩士學位。他曾在 Burr-Brown 與 Northrop Grumman 公司擔任過半導體測試工程師。http://dict.cnki.net/dict_result.aspx?searchword=%E5%8A%9F%E6%94%BE
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| 提出一種改進的基於採樣-保持策略的電流三態調製開關功放。它保留了基本採樣-保持開關功放控制簡單、動態響應快、頻帶寬、受負載影響小等優點,同時降低了開關功放的電流紋波和損耗,提高了功放的效率。此外還可以在不影響系統其他性能的情況下,通過提高輸入電壓來進一步提高系統的動態特性。同時還闡述了該改進型開關功放的工作原理及電路實現,對改進前後的開關功放進行了模擬比較,並通過對兩種開關功放原理樣機的實驗測試,驗證了改進型開關功放的優越特性。 |
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| In Class D Power Amplifier, pulse width modulation technology is used to enhance its efficiency. The advantage of duty cycle is used to build the mathematical model for analyzing efficiency. Three circuits of Class D Power Amplifier: triangle wave oscillator, comparator, H-bridge are presented. Some important methods are given. The technology improved the sound quality at the same time. |
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什麼是MOS場效應管MOS場效應管即金屬-氧化物-半導體型場效應管，英文縮寫為MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor），屬於絕緣柵型。其主要特點是在金屬柵極與溝道之間有一層二氧化硅絕緣層，因此具有很高的輸入電阻（最高可達1015Ω）。它也分N溝道管和P溝道管，符號如圖1所示。通常是將襯底（基板）與源極S接在一起。根據導電方式的不同，MOSFET又分增強型、耗盡型。所謂增強型是指：當VGS=0時管子是呈截止狀態，加上正確的VGS後，多數載流子被吸引到柵極，從而「增強」了該區域的載流子，形成導電溝道。耗盡型則是指，當VGS=0時即形成溝道，加上正確的VGS時，能使多數載流子流出溝道，因而「耗盡」了載流子，使管子轉向截止。
以N溝道為例，它是在P型硅襯底上製成兩個高摻雜濃度的源擴散區N+和漏擴散區N+，再分別引出源極S和漏極D。源極與襯底在內部連通，二者總保持等電位。圖1（a）符號中的前頭方向是從外向電，表示從P型材料（襯底）指身N型溝道。當漏接電源正極，源極接電源負極並使VGS=0時，溝道電流（即漏極電流）ID=0。隨著VGS逐漸升高，受柵極正電壓的吸引，在兩個擴散區之間就感應出帶負電的少數載流子，形成從漏極到源極的N型溝道，當VGS大於管子的開啟電壓VTN（一般約為+2V）時，N溝道管開始導通，形成漏極電流ID。 國產N溝道MOSFET的典型產品有3DO1、3DO2、3DO4（以上均為單柵管），4DO1（雙柵管）。它們的管腳排列（底視圖）見圖2。 MOS場效應管比較「嬌氣」。這是由於它的輸入電阻很高，而柵-源極間電容又非常小，極易受外界電磁場或靜電的感應而帶電，而少量電荷就可在極間電容上形成相當高的電壓（U=Q/C），將管子損壞。因此了廠時各管腳都絞合在一起，或裝在金屬箔內，使G極與S極呈等電位，防止積累靜電荷。管子不用時，全部引線也應短接。在測量時應格外小心，並採取相應的防靜電感措施。下面介紹檢測方法。 1．準備工作 測量之前，先把人體對地短路後，才能摸觸MOSFET的管腳。最好在手腕上接一條導線與大地連通，使人體與大地保持等電位。再把管腳分開，然後拆掉導線。 2．判定電極 將萬用表撥於R×100檔，首先確定柵極。若某腳與其它腳的電阻都是無窮大，證明此腳就是柵極G。交換表筆重測量，S-D之間的電阻值應為幾百歐至幾千歐，其中阻值較小的那一次，黑表筆接的為D極，紅表筆接的是S極。日本生產的3SK系列產品，S極與管殼接通，據此很容易確定S極。 3．檢查放大能力（跨導） 將G極懸空，黑表筆接D極，紅表筆接S極，然後用手指觸摸G極，錶針應有較大的偏轉。雙柵MOS場效應管有兩個柵極G1、G2。為區分之，可用手分別觸摸G1、G2極，其中錶針向左側偏轉幅度較大的為G2極。 目前有的MOSFET管在G-S極間增加了保護二極體，平時就不需要把各管腳短路了。什麼是D類放大器？技術分類： 模擬設計 消費電子設計 | 2007-04-25 作者：來源：YAMAHA公司
通過控制開關單元的ON/OFF，驅動揚聲器的放大器稱D類放大器。
類放大器具有以下的特徵。
D類放大器的特徵
高效率
以前的模擬放大器的效率停留在50％左右，剩下的50％主要作為熱量被消耗。D類放大器的效率相當高，達到80～90％。不僅不浪費電源，有效地利用電源，還能得到較大的功率輸出。以下是D類放大器和以前的模擬放大器的效率比較圖表。可以看出D類放大器明顯地高效率。
低發熱
效率高，低發熱。以前的高發熱模擬放大器，封裝大，需要大的散熱板，因此需要較大的空間。而D類放大器發熱少，能作小型封裝。同時，不用散熱板，從而能節約空間。以下是D類放大器和以前的模擬放大器的能量損失(發熱)比較圖表。可以看出D類放大器明顯地能量損失(發熱)小。
低消耗電力
D類放大器，效率高發熱少，能減少不必要的功率消耗。在使用電池和乾電池供電的應用中，可保持長時間持續供電。以下是D類放大器和以前的模擬放大器的消耗電流比較圖表。可以看出D類放大器明顯地消耗電流少。
D類放大器的操作概要
以前的模擬放大器和D類放大器的增幅電路，可表示為下圖 。
模擬放大器的放大
模擬放大器線性放大輸入信號。放大前和放大後波形不變。
D類放大器的放大
D類放大器通過PWM將輸入信號變換為數字脈衝，進行放大。輸出數字脈衝信號，用LPF提取音頻信號。
整流電路 電力網供給用戶的是交流電，而各種無線電裝置需要用直流電。整流，就是把交流電變為直流電的過程。利用具有單嚮導電特性的器件，可以把方向和大小交變的電流變換為直流電。下面介紹利用晶體二極體組成的各種整流電路。 一、半波整流電路
圖5-1、是一種最簡單的整流電路。它由電源變壓器B 、整流二極體D 和負載電阻Rfz ，組成。變壓器把市電電壓（多為220伏）變換為所需要的交變電壓e2 ，D 再把交流電變換為脈動直流電。 下面從圖5-2的波形圖上看著二極體是怎樣整流的。
變壓器砍級電壓e2 ，是一個方向和大小都隨時間變化的正弦波電壓，它的波形如圖5-2（a）所示。在0～K時間內，e2 為正半周即變壓器上端為正下端為負。此時二極體承受正向電壓面導通，e2 通過它加在負載電阻Rfz上，在π～2π 時間內，e2 為負半周，變壓器次級下端為正，上端為負。這時D 承受反向電壓，不導通，Rfz，上無電壓。在π～2π 時間內，重複0～π 時間的過程，而在3π～4π時間內，又重複π～2π 時間的過程…這樣反覆下去，交流電的負半周就被"削"掉了，只有正半周通過Rfz，在Rfz上獲得了一個單一右向（上正下負）的電壓，如圖5-2（b）所示，達到了整流的目的，但是，負載電壓Usc 。以及負載電流的大小還隨時間而變化，因此，通常稱它為脈動直流。 這種除去半周、圖下半周的整流方法，叫半波整流。不難看出，半波整說是以"犧牲"一半交流為代價而換取整流效果的，電流利用率很低（計算表明，整流得出的半波電壓在整個週期內的平均值，即負載上的直流電壓Usc =0.45e2 ）因此常用在高電壓、小電流的場合，而在一般無線電裝置中很少採用。 二、全波整流電路 如果把整流電路的結構作一些調整，可以得到一種能充分利用電能的全波整流電路。圖5-3 是全波整流電路的電原理圖。
全波整流電路，可以看作是由兩個半波整流電路組合成的。變壓器次級線圈中間需要引出一個抽頭，把次組線圈分成兩個對稱的繞組，從而引出大小相等但極性相反的兩個電壓e2a 、e2b ，構成e2a 、D1、Rfz與e2b 、D2 、Rfz ，兩個通電迴路。 全波整流電路的工作原理，可用圖5-4 所示的波形圖說明。在0～π 間內，e2a 對Dl為正向電壓，D1 導通，在Rfz 上得到上正下負的電壓；e2b 對D2 為反向電壓，D2 不導通（見圖5-4（b）。在π-2π時間內，e2b 對D2 為正向電壓，D2 導通，在Rfz 上得到的仍然是上正下負的電壓；e2a 對D1 為反向電壓，D1 不導通（見圖5-4（C）。
圖5-5（a）為橋式整流電路圖，（b）圖為其簡化畫法。
三、橋式整流電路
橋式整流電路是使用最多的一種整流電路。這種電路，只要增加兩隻二極體口連接成"橋"式結構，便具有全波整流電路的優點，而同時在一定程度上克服了它的缺點。
橋式整流電路的工作原理如下：e2 為正半周時，對D1 、D3 和方向電壓，Dl，D3 導通；對D2 、D4 加反向電壓，D2 、D4 截止。電路中構成e2 、Dl、Rfz 、D3 通電迴路，在Rfz ，上形成上正下負的半波整洗電壓，e2 為負半周時，對D2 、D4 加正向電壓，D2 、 D4 導通；對D1 、D3 加反向電壓，D1 、D3 截止。電路中構成e2 、D2Rfz 、D4 通電迴路，同樣在Rfz 上形成上正下負的另外半波的整流電壓。 上述工作狀態分別如圖5-6（A） （B）所示。
圖5-6（A）
如圖5-6（B）
如此重複下去，結果在Rfz ，上便得到全波整流電壓。其波形圖和全波整流波形圖是一樣的。從圖5-6中還不難看出，橋式電路中每隻二極體承受的反向電壓等於變壓器次級電壓的最大值，比全波整洗電路小一半！
四、整流元件的選擇和運用
需要特別指出的是，二極體作為整流元件，要根據不同的整流方式和負載大小加以選擇。。如選擇不當，則或者不能安全工作，甚至燒了管子；或者大材小用，造成浪費。表5-1 所列參數可供選擇二極體時參考。
"另外，在高電壓或大電流的情況下，如果手頭沒有承受高電壓或整定大電濾的整流元件，可以把二極體串聯或並聯起來使用。
圖5-7 示出了二極體並聯的情況：兩隻二極體並聯、每隻分擔電路總電流的一半口三隻二極體並聯，每隻分擔電路總電流的三分之一。總之，有幾隻二極體並聯，"流經每隻二極體的電流就等於總電流的幾分之一。但是，在實際並聯運用時"，由於各二極體特性不完全一致，不能均分所通過的電流，會使有的管子困負擔過重而燒毀。因此需在每隻二極體上串聯一隻阻值相同的小電阻器，使各並聯二極體流過的電流接近一致。這種均流電阻R一般選用零點幾歐至幾十歐的電阻器。電流越大，R應選得越小。
圖5 -8示出了二極體串聯的情況。顯然在理想條件下，有幾隻管子串聯，每隻管子承受的反向電壓就應等於總電壓的幾分之一。但因為每隻二極體的反向電阻不盡相同，會造成電壓分配不均：內阻大的二極體，有可能由於電壓過高而被擊穿，並由此引起連鎖反應，逐個把二極體擊穿。在二極體上並聯的電阻R，可以使電壓分配均勻。均壓電阻要取阻值比二極體反向電阻值小的電阻器，各個電阻器的阻值要相等。
濾波電路設計交流電經過二極體整流之後，方向單一了，但是大小（電流強度）還是處在不斷地變化之中。這種脈動直流一般是不能直接用來給無線電裝供電的。要把脈動直流變成波形平滑的直流，還需要再做一番「填平取齊」的工作，這便是濾波。換句話說，濾波的任務，就是把整流器輸出電壓中的波動成分儘可能地減小，改造成接近恆穩的直流電。
電容濾波
電容器是一個儲存電能的倉庫。在電路中，當有電壓加到電容器兩端的時候，便對電容器充電，把電能儲存在電容器中；當外加電壓失去（或降低）之後，電容器將把儲存的電能再放出來。充電的時候，電容器兩端的電壓逐漸升高，直到接近充電電壓；放電的時候，電容器兩端的電壓逐漸降低，直到完全消失。電容器的容量越大，負載電阻值越大，充電和放電所需要的時間越長。這種電容帶兩端電壓不能突變的特性，正好可以用來承擔濾波的任務。
圖5-9是最簡單的電容濾波電路，電容器與負載電阻並聯，接在整流器後面，下面以圖5-9（a）所示半波整施情況說明電容濾波的工作過程。在二極體導通期間，e2 向負載電阻Rfz 提供電流的同時，向電容器C充電，一直充到最大值。e2 達到最大值以後逐漸下降；而電容器兩端電壓不能突然變化，仍然保持較高電壓。這時，D 受反向電壓，不能導通，於是Uc便通過負載電阻Rfz 放電。由於C和Rfz 較大，放電速度很慢，在e2 下降期間裏，電容器C上的電壓降得不多。當e2 下一個週期來到並升高到大於Uc時，又再次對電容器充電。如此重複，電容器C兩端（即負載電阻Rfz ：兩端）便保持了一個較平穩的電壓，在波形圖上呈現出比較平滑的波形。圖5-10（a）（b）中分別示出半波整流和全波整流時電容濾波前後的輸出波形。
顯然，電容量越大，濾波效果越好，輸出波形越趨於平滑，輸出電壓也越高。但是，電容量達到一定值以後，再加大電容量對提高濾波效果已無明顯作用。通常應根據負載電用和輸出電說的大小選擇最佳電容量。表5-2 中所列濾波電容器容量和輸出電流的關係，可供參考。 電容器的耐壓值一般取 的1．5倍。
表5-3中列出帶有濾波器的整流電路中各電壓的關係。 表一、
| 輸出電流 | 2A左右 | 1A左右 | 0.5-1A左右 | 0.1-0.5A | 100-50mA | 50mA以下 |
| 濾波電容 | 4000u | 2000u | 1000u | 500u | 200u-500u | 200u |
採用電容濾波的整流電路，輸出電壓隨時出電流變化較大，這對於變化負載（如乙類推輓電路）來說是很不利的。
二、電感濾波
利用電感對交流阻抗大而對直流用抗小的特點，可以用帶鐵芯的線圈做成濾波器。電磁濾波輸出電壓較低，相輸出電壓波動小，隨負載變化也很小，適用於負載電流較大的場合。
三、複式濾波器。
把電容按在負載並聯支路，把電感或電阻接在串聯支路，可以組成複式濾波器，達到更佳的濾波效果口這種電路的形狀很象字母π，所以又叫π型濾波器。
圖5－12所示是由電磁與電容組成的LC濾波器，其濾波效能很高，幾乎沒有直流電壓損失，適用於負載電流較大、要求紋波很小的場合。但是，這種濾波器由於電感體積和重量大（高頻時可減小），比較笨重，成本也較高，一般情況下使用得不多。
由電阻與電容組成的RC濾波器示於圖5－13中。這種複式濾波器結構簡單，能兼起降壓、限流作用，濾波效能也較高，是最後用的一種濾波器。上述兩種複式濾波器，由於接有電容，帶負載能力都較差.
數字功放仍需模擬功夫 ——如何設計出理想的D類放大器？技術分類： 模擬設計 消費電子設計 | 2004-07-30在多通道和數字音源時代，採用D類放大器以簡化前級線路、提高功放效率從而降低對電源及散熱的要求，這已是大勢所趨。但D類功放雖然也被稱作數字化功放，但在電路設計上絕不像純粹的數字電路那麼簡單，也不是直接採用一兩塊晶元就可以大功告成的。以數字手段實現模擬功能，仍然需要考慮許多模擬方面的因素，但考慮的因素和角度與傳統的線性功放又有很大差異。本文除了介紹D類放大器的基本原理和好處之外，還著重講解了輸出級設計、功放管選擇、電源、電磁兼容，以及電路板佈局方面需要注意的一些問題，這些實用知識有助於設計師減少走彎路的麻煩。 D類放大的好處 憑藉諸如極佳的功率效率、較小的熱量以及較輕的供電電源等優點，D類放大器正在音頻世界掀起風暴，這一點兒也不令人驚奇。的確，隨著技術的成熟以及其所達到越來越好的聲音重現效果，看起來繼續使用D類放大器向市場滲透是一個頗有把握的賭注，以往在這個市場上只有傳統的線性（A類、B類或AB類）功率放大器能夠提供令人滿意的性能。 環繞聲格式的不斷進步加速了這種趨勢。由於越來越多的家庭和車內娛樂系統、DVD播放器以及AV接收機需要驅動六個或更多的揚聲器，線性放大器及其電源的尺
寸增大了，並且產生了更多的熱量。例如，Dolby Digital（杜比數字）格式要求六個獨立的輸出級，而更新推出的Dolby Digital EX要求更多的8聲道。鑒於此，D類放大技術的優勢顯得比以往更加突出。 輸出級數模轉換機制 所有D類系統的共同特點及其超羣的功率效率的奧祕就在於輸出級（通常是MOSFET）的電源器件總是要麼全通要麼全關。這與線性放大器形成對比，線性放大器輸出晶體管的導通狀態隨時間變化。晶體管消耗的功率是其壓降與流過電流之積（P=IV），通常佔到線性放大器消耗的總功率的50%或更多。在D類系統中不是這樣。由於所有輸出晶體管要麼壓降為零（處於「通」狀態）要麼流過的電流為零（處於「關」狀態），理論上根本不會損失能量。回到現實世界中，安裝在數以百萬計的微處理器之上的冷卻風扇表明即使是純數字系統也會以發熱的形式浪費能量，D類放大器達到的功率效率在85至90%之間。 不過，如何使一個天生只能產生方波的開關器件再現音樂中多種多樣的波形呢？某些類型的高頻「數字」信號可以通過低通濾波產生平滑的「模擬」輸出。最廣泛使用的就是脈寬調製（PWM：pulse width modulation）技術，其中矩形波的佔空比與音頻信號的振幅成正比。通過與一個高頻鋸齒波比較，可以很容易地將模擬輸入轉換為PWM（參見圖1）。
圖1, 具有模擬輸入的D類系統 但是，從CD和DVD光碟到數字廣播和MP3，大多數當今的媒體格式都是數字的，在進行D類放大之前將其轉換為模擬信號不可避免地會增加雜訊並提高系統複雜性。在數字域將信號變換為PWM避免了這個問題，並且還消除了比較器和鋸齒波發生器，這是兩個天生會產生雜訊和幹擾的模擬元件（參見圖2）。
圖2 具有數字輸入的D類系統 利用現有晶元功能 利用這種工作原理，Wolfson Microelectronics最近推出了一款PWM控制器。WM8608構成了具有多達6.1個輸出聲道的數字輸入D類解決方案的基礎。該方案採用了I2S或類似標準格式的數字輸入，將每個聲道轉換為一個高頻PWM信號，驅動由四個功率MOSFET組成的輸出級。然後由低通重建濾波器平均PWM信號，顯現由原始數字信號代表的模擬電平。然後再將該經過濾波的信號傳送到揚聲器（參見圖3）。
圖３，以WM8608為特色的系統方框圖 為了產生PWM輸出，WM8608首先生成一個內部時鐘，其256個週期構成一個PWM週期。根據數字輸入，PWM輸出在12至244時鐘週期之間保持為高，在其它地方則保持為低（最初12個週期總為高，最末12個週期總為低）。因此在一個PWM週期之內可以產生232 (244-12)個不同的輸出電平。實際上，這就是一個232級數模轉換器（DAC），解析度為7.86 bits (log2 232)。不過，這還不是一個完整的故事：由於典型的PWM頻率為384或352.8kHz，存在8種可以代表各個音頻採樣的PWM週期。WM8608發揮了這種過度採樣（oversampling）的優勢，利用了線性化和雜訊整形技術，這些技術最初是為將西格瑪-德爾塔DAC的有效解析度提高到高於16 bits而開發的。高於100dB（A-權重）的信噪比已經得到驗證。 保持內部時鐘「清潔」至關重要，因為任何抖動都會引起PWM信號邊緣定時的隨機變化，這會以雜訊的形式出現在模擬輸出中。因此內部時鐘由一個晶元內低雜訊鎖相環（PLL）通過系統主時鐘產生。只要主時鐘適當地清潔，這樣就會消除掉大多數抖動。理想情況下，主時鐘也應該由WM8608產生。因為這樣可以把振蕩器和PLL之間的連接保留在晶元內，就防止了來自開關輸出級或其它來源的幹擾破壞時鐘。此外，不需要外部PLL濾波元件，降低了對PCB佈局的敏感性。為了使雜訊不影響給PLL供電的3.3V模擬電源，在接近電源引腳處插入了一個去耦濾波器。 輸出級設計 與模擬放大器非常類似，D類輸出級可以每聲道與兩個晶體管單端連接，或者構成四晶體管橋接類型。後者通常是首選，因為它提供了無需隔直流電容器的單電源操作（參見圖4）。
圖４，「H」橋接輸出級而單端連接的輸出級要麼要求很大的電容器來消除輸出的直流偏置，要麼需要更多昂貴的分立電源。橋接配置的另一個優點是將輸出振幅(Vpk-pk)從Vs（電源電壓）加倍到2VS，使得給定電源電壓能夠提供的理論最大功率Pmax提高到四倍： 實際上，PWM控制器的佔空比範圍僅限於5%到95% (12/256及244/256)，將輸出振幅限制在2VS到1.8VS，而由於阻性損耗功率輸出進一步降低。可以計算如下： 其中RParasitic包括一個NMOS和一個PMOS器件的「通」電阻以及電源的內電阻、濾波電感器的串聯電阻和PCB跡線電阻。 一個使輸出功率最大化的簡單辦法是使用低阻抗揚聲器。例如
，對於同樣的供電電壓，一個4Ω的負載所汲取的功率是一個8 Ω揚聲器的兩倍。但是，這會略微降低功率效率，因為與負載自身相比寄生電阻變的更重要。 動態峯值抑制是一種使音頻信號無需更強輸出級就可以發聲更響的技術。本質上，它在數字域放大信號，動態調節增益來預防削波。WM8608利用了一個具有頻率相關延遲的特別峯值抑制器來避免低頻失真。 選擇合適的晶體管 為輸出級選擇適當的元件非常關鍵，因為其特性對系統性能具有很大的影響。首先，功率MOSFET必須能夠承受其所期望處理的電壓和電流。由於快速開關的PWM信號會在輸出濾波電感器上引起反向電動勢（EMF），最大的額定漏-源電壓應該至少比供電電壓高25到50%。其次，功率MOSFET的「通」電阻導致發熱並降低功率效率，因此應該儘可能低。常用的具有4或8Ω阻抗的揚聲器要求RON遠低於0.2 Ω，以保證阻性損耗適度地低。 開關延遲是選擇輸出器件的另一個重要參數。WM8608產生脈寬範圍為122ns到2.7μs的PWM信號。為了保持信號完整性，輸出級（功率MOSFET加上電平轉換器）的開關延遲與最小PWM脈寬相比應該很小。一個較不明顯的潛在問題是晶體管之間開關特性的匹配。例如，如果一個NMOS器件的開啟比其對應PMOS的關閉快的多，兩種器件的「通」時期就可能在信號邊緣出現短時間的重疊。在兩種器件都導通的情況下，供電電源本質上是短路的，導致功率效率降低，熱耗散增加，並且可能降低供電電壓，這將使音頻信號失真。 最後，設計人員還應該關注MOSFET門電容。大電容會引起RC延遲，放慢晶體管開關速度。此外，這也增加了功率耗散，並使驅動MOSFET的電平轉換器發熱。由於同樣的原因，電平轉換器的輸入電容也應該很小。 某些製造商提供集成輸出級，可以直接連接到WM8608輸出。這些集成電路（IC）通常包含四個匹配功率MOSFET，並且還控制PWM信號從3.3V（在WM8608輸出）到更高電壓的電平轉換，以便能夠正確地開關功率器件。此外，他們還提供內置的短路和過載保護。 電源因素 線性與開關電源的對比 在很多方法中，開關電源相對於傳統線性電源越來越多的被使用反映了D類放大器的發展。兩者普及性的不斷增長都得益於其高功率效率、小尺寸和更低的冷卻要求。因此，使用開關電源幫助設計人員得到了D類技術的全部好處。不過，在成本是最重要考慮因素的情況下，D類放大器也可以由常規線性電源供電。 開關電源的一個潛在問題是由於快速倒換大電流而引起的電磁幹擾（EMI）。當電源和放大器中的不同開關頻率發生交調時，這個問題就會惡化，產生在輸出中可能聽得到的音調。作為PWM控制器中的獨特產品，WM8608提供了同步外部電源和晶元上PWM調製器的能力，消除了交調。 整流 無論使用何種類型的電源，D類放大器都比線性器件對電源供電質量敏感得多。因此，儘管D類技術幾乎肯定能夠降低電源要求達50%或更多，實際的電源設計往往還是寧願更複雜一些。理由很簡單：如果在電源和輸出之間只有開關（功率MOSFET全通或全關），供電線上的任何電源或音帶波動都將調製輸出信號。換句話說，所有數字D類放大器都具有一個0dB的電源供電抑制比；它們本質上將電源用做電壓參考。 因此，好的負載整流，不僅僅是針對直流而是對於整個音帶來說是不可或缺的；不良整流的電源會導致諧波失真。許多製造商提供浮動整流器，可以附加到現有的電源上，以便在必要時改善負載整流。在每個放大器輸出使用一個獨立的整流器具有降低音頻聲道之間串擾得額外好處。 瞬態行為 供電電源的另一個關鍵指標是其處理瞬態的能力。為了使輸出級精確地重現PWM信號，電源必須能夠非常快地提高或降低其電流，並且不產生阻尼或降低輸出電壓。由於輸出級的帶寬限制在音頻範圍，線性放大器在這方面的要求更少。因此，一個在線性系統中表現良好的電源可能不適合D類技術。 存儲電容器是確定電源瞬態行為的最關鍵元件。首先，其必須保持足夠的電荷來防止電流衝擊引起供電電壓下降，直到整流器發生作用（快速整流器有助於使電容器適當地小）。其次，由於任何寄生電阻或電感都阻止存儲電荷的快速傳遞，必須使用低ESR（有效串聯電阻）電容器。添加一個與大的常規電解電容器並聯的小的低ESR電容器是不夠的：因為所有的輸出功率都以短的突發形式提供，所以所有電容都必須是低ESR的。PCB銅跡線上的寄生電阻和電感同樣有害，應該通過將存儲電容器儘可能靠近輸出級放置來盡量降低存儲電容。 通過安排不同輸出級中的MOSFET在不同時間開關，可以緩解對電源瞬態行為的要求。對於這個目標，WM8608的內置「PWM輸出階段」功能在各個輸出聲道的PWM信號之間引入了160ns的延遲。儘管160ns遠不足以在輸出中產生聽覺差異，這將開關瞬態擴展到了整個PWM週期。在具有六聲道的多聲道系統
中，這種技術大大降低了最大順勢負載，並減少了串擾。 EMI和佈局的考慮 EMI（電磁幹擾）是D類放大器設計中永恆的關注點，因為它不得不承載高功率PWM信號的導線發射PWM頻率的電磁輻射及其進入射頻波帶的諧波。長的非屏蔽揚聲器電纜本質上就象天線一樣。因此，重建濾波器在滿足相關規章方面起到重要作用。設計人員經常面臨兩難境地，即低截止頻率的濾波器可以抑制EMI，但是也損耗音頻頻譜的高端，而高截止頻率會保持平坦的頻率響應，卻要付出增加EMI的代價。高階濾波器可以滿足兩種要求，但是更貴，而且會降低功率效率。WM8608提供了內置的數字揚聲器均衡器，可以安排為三重放大。這使得使用低截止的低階重建濾波器，同時仍然保持頻率響應在音頻範圍內平坦成為可能。 在放大器內部，可以通過保持輸出級和濾波器之間的供電線和連接可行地短而降低EMI。可能的話，這些元件應該與供電電源在同一塊PCB上。由於降低了阻性損耗，短而寬的銅跡線也使得放大器的效率更高。在多聲道系統中，很難將大量的功率MOSFET靠近電源放置，為了防止串擾，一種在每端具有一個低ESR存儲電容器的「星形」連接是非常理想的。 系統中可以方便地放置在離其它電路某段距離的地方的部件是PWM控制器。為了防止來自其它系統元件的幹擾在PWM信號中引入抖動，WM8608輸出可以從標準CMOS電壓電平切換到LVDS（低電壓差分信號）模式，每條線都用100 Ω負載終結。LVDS還降低了電磁輻射以及由長的信號運行引起的RC延遲。 測得的性能 消費者音頻放大器的三個關鍵指標是總諧波失真（THD）、信噪比（SNR）和功率效率，D類技術相對於模擬技術具有無可爭議的優勢。對於雜訊，D類技術現在在消費者市場上與大多數模擬放大器相當。例如，對於CD重放，SNR的瓶頸通常不在於放大器而在於光碟上的16-bit音頻編碼。藉助更快的PWM開關，SNR在未來可能進一步改善。關鍵問題是供電電源和輸出級是否能夠跟上開關速度。這兩種元件共同決定了THD，理想情況下應該作為一個單元共同設計。利用WM8608 PWM控制器和穩定而良好整流的電源，在傳送1W音頻功率時，測量顯示THD為0.01% (-80dB)，在30W時則下降到0.1% (-60dB)。還得到了高達90%的效率和超過100dB (A-權重)的SNR。在同等線性放大器一半的功率消耗之下，D類技術達到這樣的性能指標，證明其已經發展到了一個在消費者音頻業務中無人能夠忽視的地步。 D類放大器走向成熟技術分類： 模擬設計 消費電子設計 | 2006-02-22 來源：TI | Nicholas Holland 介紹 過去兩三年間，設計人員通過添加新特性已增強了眾多終端設備，其中之一就是加強了音頻功能。該潮流影響了許多消費類產品，如平板顯示器、PDA 以及行動電話等。隨著對性能的要求不斷提高，人們也要求音頻放大器具有更多特性，包括以更高功率水平將更佳音頻質量推進到更低阻抗負載中的基本需求。一般來說，AB 類放大器已能夠較好地應付這些終端設備的早期性能與成本要求，但線性放大器的特點已不再適應消費者的需求。因此，D 類放大器（又稱線性放大器）在可提供更高音頻功能的消費類產品的使用方面正向 AB類放大器提出挑戰。今天，諸如 LCD 電視、等離子電視及臺式替代型 PC 等許多終端設備均要求以相似的成本提供更高的輸出功率，同時還要保持甚至降低尺寸。這種潮流加大了對更多 D 類設備的需求，也開放了許多原先由傳統線性放大器提供服務的市場空間。 D類放大器 &nbs
p; 消費類產品廠商正向 D 類放大器轉移的主要原因在於其極高的效率，這將意味著它產生的熱量僅為線性放大器的一半。圖1中的圖示清晰地反映出，隨著功率增加，D 類放大器迅速達到 85% 的效率，而線性放大器的效率隨功率增長的速度則相當緩慢。大多數人聽取電視音響的範圍在 2～4W 之間。在這一層次上，當把 D 類與線性放大器進行比較時，我們會發現 D 類放大器的效率增長了4倍。效率改善與放大器產生的熱量成反比。因此，就相同的輸出功率而言，線性放大器需要更大的散熱片，從而加大了它與 D 類放大器相比的尺寸。
圖1 : 效率與輸出功率 為進一步說明 D 類放大器在散熱及輸出功率方面的實際優勢，德州儀器 (TI) 將某種品牌無線電或隨身設備 (HU) (head unit) 的線性功率放大器改為 D 類放大器。該實驗中，我們需要將熱敏電阻放在散熱片上，根據不同的輸出功率測量環境溫度。圖2顯示了線性放大器和 D 類放大器之間的性能差異，這反映出 D 類技術能夠高效地提高輸出功率，同時減小消費類產品的尺寸與成本。
圖 2：溫度與輸出功率 那麼效率是如何實現的呢？ D類放大器與開關模式電源的工作方式相似，其中輸出MOSFET可能是完全啟動（飽和）或完全關閉（切斷）的。其效果在於減小晶體管的功耗，並增加放大器的效率。不幸的是，開關時間和非交換時間中總會有損失（開關損耗和傳導損失）。 出現開關時間中的損耗是由於FET的上升時間和下降時間大於零。出現這種情況有幾個原因。第一，輸出晶體管不能瞬時交換。從漏極到源極的通道要求一段特定的形成時間。第二，晶體管柵源電容和寄生電阻的痕跡形成RC時間常量，也增加了上升和下降時間。 在非開關時間中的功耗是由於每個FET 的RDS(ON) 和晶體管中的電流導致的。 但從總體而言，D類放大器的損失是最小的，正是由於該器件的交換性質，才使放大器實現了高得多的效率。其開關技術是脈衝寬度調製 (PWM)，它可比較輸入模擬信號和高頻率三角波形（通常為250 kHz），以生成輸出波形。該波形隨後驅動MOSFET H橋。隨後形成的差動波形是PWM方波信號，其佔空比與音頻信號的振福成正比。來自H橋的信號通過輸出濾波器驅動喇叭，或直接連接至喇叭（參見TI的TPA2000D和TPA3000D無濾波器系列產品）。圖3顯示了D類輸出級就橋接式負載（BTL）配置而進行的典型配置。
點擊看原圖 圖 3：D類放大器的典型配置&n bsp; 調製方案在確定所需濾波器類型方面發揮著重要的作用。例如，第一代TI 的D類放大器要求LC濾波器。圖4顯示了第一種使用的調製方案類型。在本方案中，當無輸入信號時，差動PWM輸出信號的佔空比為50%。這50% 的佔空比不生成可以聽到的聲音，因為平均波形為零。但是，它會從喇叭吸收並使用大量電流，這會導致不必要的功耗。現在，隨著輸入電壓的增加，正極OUT+的佔空也隨之增加，而負極OUT-的佔空比則會減小。
圖 4：傳統D類調製的輸出電壓和電流波形 就該類型的調製方案而言，應當實施二階Butterworth低通濾波器。如圖5所示，該濾波器採用了兩個電感和三個電容器作為典型的橋接式負載輸出。該濾波器主要作為電感，在電壓交換時使輸出電流保持一致，這減少了低狀態功耗或無輸入信號時的功耗。
圖 5：典型的二階Butterworth濾波器設計
該濾波器的主要缺陷是其超大尺寸及外部器件成本。此類調製方案無需濾波器即可使用而不影響保真度。由於揚聲器既具電阻性又具電感性而且D類開關波形通過揚聲器產生高電壓，所以效率上的增益將受到損失。從而導致較高的電源電流，也喪失了D類帶來的效率優勢。 輸出的較高電感產生較低的靜電電流（無輸入的電源電流），因為其限制了輸出紋波電流的數量。L1 與 L2 感應器以及 C1 電容器構成差動濾波器，每十進即以40dB的斜率衰減信號。開關電流主要通過 C1、C2及C3，揚聲器消耗的電流極少。 該濾波器還極大地減少了電磁幹擾 (EMI)。EMI 是由電流瞬時變動產生的磁 (H) 場或差動電壓產生的電 (E) 場形成的。圖5中的濾波器包括共模及差動濾波器，所以其不僅可減少了磁場還可減少電場。 在TI 新一代的 D 類放大器 TPA2000D 以及 TPA3000D 產品系列中，調製方案經過修改，只產生非常短的差動功率脈衝，以避免無輸入信號時發生"擊穿"。就TPA2005D1 而言，這就使電源電流增加了不足3mA ，且負載在交換頻率上具有感應性及電阻性。圖6 顯示了TI 的無濾波器 D 類調製方案的輸出波形。
點擊看原圖 圖 6：新一代D類調製的輸出電壓和電流波形 該創新性調製方案不再需要二階Butterworth低通濾波器，從而極大減少了系統成本以及解決方案尺寸。EMI可能還是一個問題，但實際的實驗室測試顯示，與放大器輸出串聯的鐵氧體磁環及接地電容器實際上起到了共模濾波器的作用，因此也減小了電場，換言之也減小了振幅或MHz範圍的交換和聲（見圖7）。典型使用的電容以及鐵氧體磁環值分別為1 nF和100 W @ 100 MHz。這有利於必須通過 FCC 和 CE 標準的電路，因為 FCC 和 CE 測試大於 30M HZ 的輻射量。
點擊看原圖 圖 7：新一代D類調製的輸出電壓和電流波形
通過使用上述調製方法，由於正負輸出信號是同相的，因此負載的差動電壓在大多數開關週期都均為零伏。這極大降低了交換電流，從而也就消除了負載中的功耗。 結論 高級D類放大器的選擇範圍正在不斷擴大，也使得各種消費者終端設備（如平板顯示器、PDA、智能電話、行動電話、汽車無線電等）的設計者能夠提高功率性能，同時保持甚至減小尺寸和降低成本。D類放大器的時代使得設計人員能夠在各種產品中實施高性能音頻，給消費者帶來較以往更"低熱"的體驗。
| D類音頻功率放大器的評估及應用 |
| 52RD.com 2006年5月23日 |
現今幾類基本功放拓撲中，AB類功率放大器已經被廣泛的應用於各種音頻產品，包括手機、mp3播放器和PMP系統中。考慮到AB類功率放大器能夠提供高品質的信號放大性能，因此非常適合耳機和一些小功率喇叭的應用。但是由於更多、更新的攜帶型產品對多媒體功能有著更高的要求，立體聲音頻，3D環繞音效以及大音量輸出已逐漸成為新一代攜帶型多媒體產品必不可少的功能。更小的外形設計、使用更薄的電池、較低的效率成為AB類功率放大器的致命弱點。為瞭解決節能和大功率音頻輸出之間的矛盾，D類功放較之AB類在效率上有了很大的提升，已逐步應用在一些高端產品中。下面將簡單介紹D類功放的工作原理，以及基本的測試方法。 以安森美半導體公司NCP2820為例，D類功率放大器使用完全不同於AB類的工作模式，如圖1所示，NCP2820內部由三部分組成：預放大、採樣及脈寬調製和H型功率輸出部分。 預放大，由一個全差分模擬運放構成，對輸入的差分信號做相應的放大，增益由內部固定阻值的電阻Rf除以Ri得來。Ci和Ri構成一個低通濾波電路，隔離輸入信號中不需要的直流部分。由於NCP2820使用了全差分運放，所以如果輸入為全差分信號，Ci也可以省略。 採樣及脈寬調製，把預防大以後的信號和一個250kHz的三角波相比較後形成一個250kHz脈寬調製的方波信號。每個脈衝的寬度實時體現了輸入信號的幅度。 H型輸出電路，如圖1中顯示由兩對MOSFET構成，並由前級產生的脈衝信號驅動。產生具有功率輸出的脈衝信號到負載揚聲器。現在普遍應用的8Ω動圈式揚聲器，其內部線圈具有近似15mH感抗和本身8Ω的阻抗構成解調電路，可以把脈衝方波還原成模擬信號。這也是為什麼不需要在輸出端外加低通濾波器做解調電路的原因。
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NCP2820使用了1.5mm×1.5mm flip-chip的小型封裝，以及很少的外部器件，使電路設計更為簡單，電路板布線也更為方便。但這裡需要強調的是由於D類功放的輸出為近似250kHz的脈衝波形，所以在布線時，盡量使功放靠近揚聲器，以避免不必要的雜訊和幹擾。 工程師在對AB類功放進行測試時，可以直接用示波器探頭捕捉到實際的輸入和輸出波形。但是在測試D類功放時，由於輸出不是模擬的音頻信號，而是一定頻率的數字脈衝方波，這就需要附加濾波器來進行測試。圖2為D類音頻功放的測試配置。
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從工程師的角度看，THD+N（總諧波失真+雜訊）和PSRR（電源抑制比）是相對比較重要的兩個參數，這兩個參數直接體現了音頻放大器的性能。 圖3給出了測試諧波失真+雜訊的電路配置。利用音頻分析儀的信號發生器可以產生供測試用的標準正弦差分或單端信號輸入到NCP2820，並檢測NCP2820的輸出端。可以按照測試設定的要求分析輸入以及輸出信號，並按照設定，顯示出測試結果。
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如果設定測試輸出THD+N性能相對輸出功率時，音頻分析儀的信號發生器會在一個固定頻率點上調整輸入到NCP2820的正弦波的幅度，並且測試出在不同幅度輸入下輸出信號的諧波值，依據給定負載計算出功率。這個功率值除以基帶功率就得到THD+N的測試結果，並以圖形形式表現出來，如圖4為NCP2820在4.2V電源電壓，8Ω負載下，得到的測試結果。可以看出NCP2820 在1W的輸出功率下，THD+N<1%保證了輸出音樂的質量
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如果需要測試輸出THD+N性能相對信號頻率時，音頻分析儀的信號發生器會在一個固定幅度點上調整輸入到NCP2820的正弦波的頻率從20Hz~20KHz，同時分析儀的接受埠測試出在不同頻率輸入下輸出信號的諧波值，每個測試值都需要與基帶頻率相比然後以圖形的形式表現出來, 圖5為NCP2820 在8Ω負載下得到THD+N性能相對頻率的特性曲線。
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THD+N的性能決定了輸出音質的好壞。由於D類功放的工作原理，因此性能會略差於AB類功放。 另一個相對重要的性能參數就是PSRR電源抑制比，這個參數體現了功放受電源電壓波動影響的程度。在攜帶型無線通訊產品中顯得尤為重要。 如圖6中所示為電源抑制比測試的基本配置。可以看出和諧波失真測試不同，此時的NCP2820的輸入端被接到地，理想情況下BTL輸出得到的差分信號應該為零。但是由於電源波動會造成輸出信號產生相應的波動，從而產生可以被聽見的雜訊。在測量電源抑制比相對電源波動頻率時，信號發生器產生一個幅度固定頻率從20Hz~20KHz的標準正弦信號，通過BUFFER驅動提供NCP2820工作所需的直流分量。分析儀的接受埠測試出在20Hz~20KHz頻率下，輸出信號的有效值，然後和輸入信號有效值相比較，並以圖形表示出來，如圖7以dB為單位表示的NCP2820的電源抑制比特性波特圖。
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綜上所述，音頻放大器的測試配置需要依賴專業的音頻分析儀進行，通常工程師會對系統作整體的測試，而不會針對放大器IC做上述詳細的測試。安森美半導體公司所提供的所有音頻放大器件包括NCP2890, NCP2892, NCP2809, NCP4894, NCP2820，NCP2821都在datasheet中提供了相應的測試結果，保證了產品的質量。D類放大技術捲土重來技術分類： 模擬設計 | 2005-09-19 來源：來源:電子產品世界 | 李澤 強勁的消費市場一直是推進全職和計件設計師工作的動力。IC Insights公司認為DVD播放機是增長最快的電子產品市場，預測2007年的發貨量將達到1.168億臺。智能手持設備，例如PDA和智能電話佔第二位，數碼靜止相機的增長達到第三位，隨後是數字機頂盒和攜帶型壓縮語音設備。去年聖誕節瘋狂搶購庫存的最後一部數字音樂播放機iPod的情景仍記憶猶新。 除了數碼靜止相機以外，全部增長中的電子產品市場的共同特點是具備語音能力，在要求降低體積和重量的同時也要求綜合更多的特性。但是，計算功能、互聯網接入、照相和底片裁剪、播放音樂、以及聲音傳送等都帶來令人頭痛的幹擾。例如，一位正在重新啟動PC機的失去耐心的客戶，碰到了智能電話的多功能特性被「搞跨」或消失時會非常狼狽。 D技術的激勵 D類技術正在
迴流，對放大器來說有何意義呢？D類放大亦稱為脈寬調製(PWM)，在真空管時期的1950年代已經出現。它排在A類、AB類(傳統放大器)、B類和C類的後面，雖然具有更高輸出而且在較小的佔用面積下提供更高電源效率和熱效率，但是它並未獲得音頻專家們的青睞。較小的電源尺寸無需使用散熱器，可降低成本和減小佔位空間，現在是多通道音頻系統的時代，D類放大的優點大有用場。例如，典型的DVD系統正從6路30W通道向6路60W通道過渡，這樣的指標對傳統AB類放大器在體積、重量、散熱和成本方面都達不到要求。對於消費電子產品來說，成本因素是絕對不應低估的。 D類放大技術基本上是一邊輸入加有三角波而另一邊輸入加有音頻信號的比較器，輸入信號可以是帶有或沒有反饋的數字或模擬信號。產生的PWM脈衝序列再送入功率場效應晶體管(FET)，揚聲器起著濾波器的作用，將放大後的PWM信號轉換成人類耳朵可檢測的模擬信號，如圖1所示。
圖1 採用模擬輸入的數字音頻系統 信號的混合 Wolfson微電子公司是研發D類解決方案的公司之一，該混合信號半導體公司相信，數字技術是大功率、多通道音頻的主力，適用於產生驅動FET的PWM脈衝串。Wolfson利用它的混全信號音頻變換經驗生產多通道PWM數字功率放大器的控制器WM8608。該器件提供純數字信號至末級輸出和換能器，無需數字至模擬的轉換。 對數字數據採用脈衝編碼調製(PCM)流和數字解碼，PWM脈衝串直接由數字輸入產生。因為信號在脈衝串的大部分保持數字量，器件具有更高的信號處理能力。 PWM脈衝串的一部分是模擬信號，由作為開關的功率FET將信號放大。放大後的信號直接加到揚聲器，它對信號濾波和獲得放大的信號輸出。因而，FET性能在D類應用中十分重要，它從電源直接切換大的電流和送到輸出端。處理高開關速度的FET要很小心，以免產生電磁幹擾(EMI)。因此要安排好FET的位置和電路板布線。 D類放大之謎 WM8608的輸出是6路全音頻帶寬的通道和1路降低帶寬的副通道。PWM輸出可選擇CMOS或LVDS(低壓差分信號)方式，使用LVDS可降低EMI和潛在的無線電幹擾，允許較大的PCB板布線靈活性，因為LVDS的線跡可更長。PCM至PWM轉換器支持7路PCM輸入格式的音頻通道。將後通道數據與中後揚聲器或環繞揚聲器的數據混合在一起，可以減少通道數目。 器件具有4波段圖形顯示均衡器的功能，可選擇高頻均衡量以滿足不同的揚聲器。每通道都有獨立的音響控制，從24~103.5dB以每步0.5dB調節。 主要的數字解決方案採用DSP結構，這種低音管理技術只將高頻信號送到揚聲器。DSP結構對每個通道都使用動態峯值壓縮器，特點是當增益>0dB時可以避免數字限幅，亦即為圖形均衡範圍保留足夠的信號幅度。板上的相位鎖相環路(PLL)使系統的時鐘簡化，器件不必使用MPEG和音頻的時鐘。 其它D類產品 還有其它公司採用D類技術，德州儀器(TI)公司已擴大業務到家庭影院產品，其中包括無濾波器的多種D類音頻功率放大器，用於LCD平板顯示、LCD投影儀和功率揚聲器。它們的封裝是薄型、小體積的標準PowerPad、表面貼裝的24引腳TSSOP。 5V供電的TPA2008D2晶元集成有DC音量控制，可降低成本和縮短設計時間。影響輸出功率電平的增益量由加到音量引腳的DC電壓來控制。器件可在3Ω揚聲器上輸出2路3W的功率，效率達到80%而無需散熱器，這正是15~17英寸LCD電視和多功能監視器所需的設計特點。此外，為了減小系統的熱量，還降低從電源供應的電流。TI公司稱，器件達到D類放大器的測試基準，雜訊本底為-80dB。本底
雜訊連同半功率的總諧波失真，再加上1KHz下的 0.045%雜訊，在揚聲器上可獲得清晰、純潔信號。 ST微電子公司利用BASH技術製成另一種綜合AB類和D類優點的STA 5150器件，ST從Indigo公司取得BASH技術的許可證，採用ST 的BCO(雙極CMOS，DMOS)工藝技術生產。 這種單晶元音頻功率放大器使用DMOS功率晶體管，它工作在AB類方式以降低EMI(電磁幹擾)和失真，採用BASH專用的外部電路結構以降低電源電壓，檢測功率級和外部升壓變換器，達到改善系統的保護性能。器件在4W負載上輸出200W，失真<10%和效率比傳統的AB類器件提高3倍。
| 音效提高，D類功放走進中、高端 | |
| 上網時間:2007年12月21日 | |
D類音頻放大器自推出以來一直以其高效率、小體積廣受設計人員的關注，近些年隨著價格的降低和可以媲美AB類音頻放大器的音頻質量，在一些大眾化消費電子領域，包括家庭影院、DVD播放機、臺式音響、攜帶型多媒體領域等，有逐漸取代AB類音頻放大器的趨勢，並贏得了很大的成長空間。
基於傳統的對於D類放大器的認識和性能的預期，在一些相對中、高端的應用，如中、高價位的家庭影院、家庭立體聲音響、有源揚聲器、樂器和專業音頻等領域，受D類的音頻質量差於AB類的看法的影響，加上設計人員對系統功耗和體積的不重視，D類音頻放大器目前還沒有得到廣泛的採用。IR最近推出的新型D類音頻放大器打破了這一瓶頸。
「通常情況下，的確是AB類放大器的音頻質量高於D類，然而事實正在改變，」國際整流器公司全球市場資訊副總裁Graham Robertson表示，「採用IR的IRS2092S D類放大器和IRF6645 MOSFET的IRAUDAMP5音頻參考設計方案，在輸入1kHZ、接4Ω負載時我們可以看到，在80W以下區域，THD+N實際上是低於傳統的AB類放大器，而在60W附近，D類佈局的THD+N更是達到了0.005%的水平。只有在80W到140W區域，AB類的性能才稍稍高過D類，即使在120W，該D類佈局的THD仍不超過1%。」對於傳統的家庭音響設備，消費者在日常使用時每個聲道的功耗經常是在幾十瓦的範圍，因此在音響功放設備中採用該D類架構很好的滿足了需求且達到了超過AB類的音效質量。
由於音頻質量上的長足進步，D類音頻放大器的其他優勢就更加凸顯出來。眾所周知，D類放大器相比AB類放大器有著完全不同的架構，AB類放大器的工作原理類似於線性調節器，效率差而且需考慮散熱問題；D類放大器採用PWM方式，工作原理類似開關調節器，具有較高效率，散熱性能更優。Robertson指出，「採用新型晶元的D類音頻解決方案要比AB類設計方案的面積更小。例如，在100W的應用中，IRS2092 IC和IRF6645 DirectFET MOSFET配合組成的功率放大解決方案可以減少60%的佔板面積，也比典型材料表減少20%的器件數量。」傳統的AB類設計往往會使用很大片的鋁製散熱器件，不僅佔用空間，而且佔據了很大部分的成本，而採用IR公司擁有專利的雙面冷卻DirectFET封裝的MOSFET，可以完全省掉散熱器，節省了很大一部分成本。「在50W以上的應用中，IR公司的D類佈局的總體成本低於傳統AB類佈局，」Robertson表示。
D類放大器固然性能出色，也面臨著不少的設計挑戰。在進行50～500W的大功率的D類音頻放大器的應用設計中，工程師往往會面臨以下問題：對於許多音頻設備設計者而言為一新領域，特別是在EMI和濾波設計方面；過電流保護設計比較複雜。對於新進入D類音頻放大器設計的音頻系統設計人員，IR提供了從原理圖到PCB布線的完整的IRAUDAMP5參考解決方案，包括對EMI的考量和LP濾波器的設計，從而節省了設計時間且有助於工程師借鑒設計經驗。而在過電流保護部分，IRS2092晶元集成了自複位控制功能的可編程雙向過電流保護(OCP)、欠壓鎖定保護(UVLO)，同時還集成了啟停「咔嗒」雜訊抑制，可以很好避免過電流出現的問題。
家庭音響設備多種多樣，設計的靈活性同樣十分重要。Robertson表示，IRS2092晶元採用擴展功率設計的可編程預置死區時間可以實現不同功率的方案，通過更換不同的MOSFET即可實現從50到500W、包括4Ω和8Ω負載的設計。他透露，IR 通過G5 HVIC工藝技術以及長期在功率器件領域積累的設計經驗，已經瞄準了目前的100～500W的市場，而該市場只有採用D類放大器才能達到優異的性價比和可觀的電源效率。更大的功率不僅僅意味著從音箱出來的聲音更大，更提升了音頻的動態範圍從而提供了更為身臨其境的音頻體驗。
藉助新型D類音頻放大器的推出，未來的中、高檔音頻系統將更加值得我們期待。
作者：張毓波、馬一丁
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