在前面關於數字調製的文章中分別介紹了 IQ 調製的基本理論及調製解調的數學解析及圖解過程，闡述了常見的數字調製方式，並解釋了為什麼經過 IQ 調製器之後帶寬會翻倍的原因。本文將著重介紹模擬 IQ 調製器的特性，為後面的 IQ 調製性能驗證測試作準備。

模擬 IQ 調製器包含 Mixer，在上變頻的過程中，勢必會產生鏡頻產物。當輸出無頻偏信號時，即信號中心頻率與調製器的 LO 信號頻率相同時，相當於採用的是 Zero-IF 機制，鏡頻產物與信號本身不可分割，即使通過濾波器也無法濾除鏡頻。慶幸的是，採用IQ調製及解調器，即使存在鏡頻產物，依然可以恢復出原始的IQ信號。這也是為什麼模擬 IQ 調製器之後不需要鏡頻抑制濾波器的原因。

由於這種正交架構，IQ 調製器本身是具有一定鏡頻抑制能力的，但是只有在輸出具有一定頻偏的信號時，即信號中心頻率與 LO 信號頻率不同時，才能體現出鏡頻抑制特性。下面將通過一些特殊的基帶 IQ 信號進行解析分析，闡述影響鏡頻抑制特性的因素，及如何改善鏡頻抑制特性。

1. IQ 信號幅度平衡性對鏡頻抑制的影響。IQ信號幅度不平衡(即幅度不同)，要麼是輸入至調製器的 I 和 Q 信號的幅度不平衡，要麼是調製器具有一定的增益不平衡 (即 I 和 Q 兩路的增益不同)，這些都會影響對鏡頻的抑制能力。

令 i(t)=Acdot{cosomega_bt} ，q(t)=sinomega_bt ，則經過IQ調製輸出的射頻信號 s(t) 為

s(t)=Acdot{cosomega_bt}cdot{cosomega_c}t-sinomega_btcdot{sinomega_c}t

積化和差得

s(t)=Acdot{[frac{cos(omega_c+omega_b)t+cos(omega_c-omega_b)t}{2}]}-frac{cos(omega_c-omega_b)t-cos(omega_c+omega_b)t}{2}

s(t)=frac{A+1}{2}cdot{cos(omega_c+omega_b)t}+frac{A-1}{2}cdot{cos(omega_c-omega_b)t}

當 A=1 時，射頻信號中只有上邊帶 (omega_c+omega_b) 分量；

當 A=-1 時，射頻信號中只有下邊帶 (omega_c-omega_b) 分量；

當 A e{pm1} 時，射頻信號中同時包含上邊帶 (omega_c+omega_b) 和下邊帶 (omega_c-omega_b) 兩個分量。

以上通過解析方式介紹了 IQ 調製器的鏡頻抑制特性，其實通過圖解方法也可以清晰簡便地進行說明。下面考慮 A=1 的情況，圖 1 給出了載波信號的傅里葉變換，這是雙邊帶頻譜，基帶信號經過 IQ 調製器實現了頻譜的搬移，圖2分別給出了調製器兩個支路上的頻譜變換情況，最終經過合路器合路後，下邊帶分量相互抵消，只剩下上邊帶分量。

圖1. 載波信號的傅里葉變換(雙邊帶頻譜)
圖2. IQ 調製過程頻譜變換示意圖

當 A e{pm1} 時，射頻信號中同時包含上下邊帶，定義邊帶抑制比為： 20lg(frac{left| A+1 ight|}{left| A-1 ight|}) dB。

如何改善鏡頻抑制能力呢？IQ 調製器兩個支路的增益不平衡特性已經無法調整，但是可以在基帶側通過調整 I 和 Q 兩路波形的幅度大小改善鏡頻抑制。矢量信號發生器VSG及任意波信號發生器AWG均提供了IQ Gain Imbalance調整參數，對其進行微調即可改善鏡頻抑制。

2. IQ 正交性對鏡頻抑制的影響。正交性包括兩個方面：(1) 基帶信號 I 和 Q 之間的正交性；(2) IQ 調製器兩個 Mixer 的 LO 信號之間的正交性。如果正交性不好，當產生無頻偏的數字調製信號時會帶來調製和解調的誤差(EVM、BER 惡化)，另一方面在產生單邊帶信號時，會惡化鏡頻抑制特性。

令 i(t)=cos(omega_bt+varphi) ， q(t)=sinomega_bt ，則 IQ 調製器輸出的射頻信號為

s(t)={cos(omega_bt+varphi)}cdot{cosomega_c}t-sinomega_btcdot{sinomega_c}t

積化和差得

s(t)=frac{1+cosvarphi}{2}cdot{cos(omega_c+omega_b)t}-frac{sinvarphi}{2}cdot{sin(omega_c+omega_b)t}- frac{1-cosvarphi}{2}cdot{cos(omega_c-omega_b)t}+frac{sinvarphi}{2}cdot{sin(omega_c-omega_b)t}

對於 (omega_c+omega_b) 分量，令 a=frac{1+cosvarphi}{2} ， b=frac{sinvarphi}{2} ，則取 heta 滿足如下關係：

cos heta=frac{a}{sqrt{a^2+b^2}} ， sin heta=frac{b}{sqrt{a^2+b^2}}

類似地，對於 (omega_c-omega_b) 分量，令 c=frac{1-cosvarphi}{2} ， b=frac{sinvarphi}{2} ，則取 ar{ heta} 滿足如下關係：

cosar{ heta}=frac{c}{sqrt{c^2+b^2}} ， sinar{ heta}=frac{b}{sqrt{c^2+b^2}}

以上公式代入 s(t) ，最終可得

s(t)=frac{sqrt{2}}{2}cdot{sqrt{1+cosvarphi}}cdot{cos[(omega_c+omega_b)t+ heta]}+frac{sqrt{2}}{2}cdot{sqrt{1-cosvarphi}}cdot{cos[(omega_c-omega_b)t-ar{ heta}]}

由正交誤差 varphi 造成的鏡頻抑制度為： 10lgfrac{1+cosvarphi}{1-cosvarphi} dB。

以上是從基帶 I 和 Q 信號的正交性著手分析對鏡頻抑制特性的影響，如果基帶信號理想正交 ，而 IQ 調製器兩個 Mixer 的 LO 正交性不好，整個推導過程是類似的，此處不再贅述。當然，IQ 調製器的特性已經固定，只能通過調整基帶信號的正交性改善鏡頻抑制能力。

3. IQ 調製器的載波抑制特性。IQ 調製器除了可以抑制鏡頻外，在數字調製過程中還可以抑制載波。理論上，只要模擬 I 和 Q 信號中沒有 DC 分量，而且 IQ 調製器是理想的，那麼輸出的射頻寬頻信號中將沒有載波。但是實際產生的寬頻信號總是具有一定的載波泄露，來源於兩部分：(1) IQ 信號中包含一定的 DC 分量；(2) IQ 調製器中 Mixer 的 LO 泄露。

對於數字調製信號而言，載波泄露是一種帶內干擾，如果載波分量較強，將直接影響整個系統的通信質量。因此，要盡量降低載波泄露。通常在基帶側微調 I Offset 或者 Q Offset 來改善載波抑制特性，這相當於引入 DC 分量，如果設置的 DC 的量和極性合適，I 和 Q 兩路引起的載波泄露將相互抵消，甚至可以抵消 Mixer 的 LO 泄露帶來的影響。

以上介紹了 IQ 調製器的鏡頻抑制及載波抑制特性，這些都是 IQ 調製器固有的特性，也是性能驗證測試中必測的項目。此外，IQ 調製器還有幅頻響應、三階交調等參數，這些也都是需要測試的。不同的測試項目需要不同的測試設備和測試方法，這將是後面要介紹的內容……


推薦閱讀：
相关文章